ISSCC 2020年论文解析：硅光与电路集成

2020-03-04 17:13:36 来源: Sophie

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本期 ISSCC 论文解读有幸邀请到中科院半导体所的祁楠教授。祁楠师兄博士毕业于清华大学微电子所，并随后在美国的高校、企业实验室工作，主要研究光通信电路和硅光电集成芯片，学术界和工业界的经验都非常丰富。 目前他的课题组跨光、电两个领域，主要围绕 CMOS 硅基光电集成、高速通信电路等芯片开展研究 ，并在包括固态电路领域的 CICC 、 RFIC 、 ASSCC 、 JSSC 和光通信领域 OFC 、 JSTQE 等会议、期刊中发表多篇论文。 这次祁楠师兄不仅在百忙之中抽出时间做了论文解读，还 对硅光的应用背景、研究难点、发展趋势做了大量延申讨论。 六千字的雄文，干货满满，不管是对硅光有兴趣，还是正在从事这方面的研究，都值得静下心来好好阅读多遍。闲话少说，我们来看正文。

(此文有6219字)

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各位朋友大家好，本人学生时代做过模拟和射频电路，毕业后接触到光通信电路，并恰赶上硅基光电子（ Silicon Photonics ）迅速发展的快车。借最近宅在家里的难得机会，通过贾教授的平台和大家进行交流。 目的很简单，让做电路的朋友了解光通信这个快速发展的方向，并向做光的朋友“推销”光电集成将带来的巨大机遇。 我们课题组期待与志同道合的业界朋友进行合作，并欢迎感兴趣的同学们积极报考和加入。另外，我在科学院大学的秋季本科《非线性电路》和春季研究生《光电集成芯片中的高速电路设计》的课程都会讲授该方面内容。

本期与大家分享的论文来自 Intel ，作者也是笔者的朋友（敬称“昊总”），本篇论文是典型的硅光子与电路集成之作，也是作者及其公司长期积累的方向。

1、应用背景

数据中心的互连带宽需求飞速增长，虽然目前产品主流是 100G （ 4x25G ）光模块，但国际范围都紧盯着 400G 开展研究，其中单波长速率期望达到 100Gb/s 。这里需要说明的是，光通信系统中还有另一维度波长（类似于无线通信载波频率），由于长距离通信常采取波分复用同一物理信道，人们通常用 “ 单波长 ” 来对应电芯片中的单通道。考虑到本文主要讲电路，我们暂且简单称之为 “ 单通道速率 ” 吧。

单路速度的提升引入越来越大的功耗、串扰和散热方面问题 。我们看下图，传统的 plugable 光模块一般都放在服务器背板边沿，服务器 Payload 主芯片（ xPU 、 switch 、 FPGA 等）需要先走一长段背板线才能到达。在单路 100Gb/s 速率下通常需要 n 多 tap 的 FFE 、 DFE 电路均衡走线的高频损耗。大家不难想象，仅仅是把数据走到光口，可能上百 mW 功耗就已烧掉，更别说多路并行的总能耗和串扰了。另外，密密麻麻一排光模块堵在板边沿，服务器内风路不畅，散热也成了大问题。

如果把每个光模块做小，并围绕服务器主芯片就近放置，上述长走线问题就有望大幅缓解 。这是目前国际范围的发展趋势 —— 共封装（ co-packaged ）板载光模块（ On-board optics ），我们形象的称之为 “ 芯片出光 ” 。 Intel 擅长做 chiplet （详见 session-8 ），几个裸片封到一起，再罩个盖子，外表看就像一个直接以光信号通信的 magic chip 。如下图所示，这种情况下光模块端的电路也可简化：节省掉（或使用轻度的）均衡与时钟数据恢复（ CDR ），并降低接收端灵敏度需求。当然，此发展趋势还要平衡旧有商业利益的问题，其大规模产业化还有待观望。

2、光电协同设计

光模块小型化最大的挑战是提高芯片集成度和降低功耗，而硅基光电子（ Silicon Photonics ）在 CMOS 兼容的衬底上同时制备光器件和高速电路，是实现此目标的有潜力方案。 说句题外话，我们这里强调 “CMOS 兼容 ” ，是因为至今硅光技术还未实质的将光电单片集成推进到实用化。一方面光器件大部分性能仍被 III-V 族完爆；另一方面，也是最重要的，光器件尺寸与深亚微米 CMOS 晶体管不在同一量级，目前主流应用场景中单片化成本上不划算。

本文选择了微米量级的硅光微环谐振型调制器（ Micro-ring Resonator Modulator, MRM ）作为上述问题的突破口，原因有三： 首先尺寸小， 相比于马赫 - 赞得调制器（ Mach-ZehnderModulator, MZM ）动辄 2-3mm 的长度，它的尺寸下降两个量级，直径大概只有 20um 左右，为将来光电单片化打开大门； 其次好驱动 ，相比于 MZM 等效 50-ohm 的阻抗， MRM 仅相当于 PAD 大小的一个电容负载，使得 CMOS 反相器直接驱动成为可能； 再次并行度好 ，多个 MRM 并行集成，可实现天然的波分服用（ WDM ），无需额外的透镜芯片。

简单科普一下 MRM 的原理，光波信号在芯片上的 “ 导线 ” 称为波导，在硅光工艺中就是用 SiO ₂ 包裹着纯 Si 做一个 “ 管道 ” ：光在里面透射不出去，只能直线或者来回反射着向前传播。我们在波导总线旁边很近的地方（几微米，但不接触），放置额外的闭合环形波导，总线上的光能量将泄漏到环中，使得总线最终输出能量减小。这里一个有意思的特性是，当某波长的光沿微环走一圈恰是其波长的整数倍时，大部分能量都将困到环中，不再沿总线传输了。而如果人为改变加在环形波导中的电场，光波的传播速度会改变，那么它走一圈的时间会改变，即环形波导的谐振波长将改变。利用这一特性， MRM 就类似于一个高 Q 值的“坑状”带陷（ notch ）滤波器，滤除掉极小波长范围的光。而对于固定波长的信号，我们在 MRM 波导上施加交变电压，就能造成其谐振波长往复平移，进而产生对总线光信号强度的调制效果。再进一步，如果我们沿总线放置多个微环，并且设置它们具有不同直径，就能得到多个分离谐振波长，这就使得单信道的波分复用成为可能。当然，在一定范围内容纳更多波长，实现密集波分复用（ DWDM ），带陷滤波的 “ 坑 ” 就必须足够窄和深。

在 PAM4 调制下， MRM 调制器最关键的三项参数，也是其驱动电路最大的设计挑战，是调制效率、线性度和波长稳定度。下面我们力求形象的逐个进行说明，

（1）调制效率

为了调制后的 ‘0’ 和 ‘1’ 有足够区分度（称为消光比 ER ），我们希望 MRM 的波长选择对带内 / 带外信号抑制度足够大。由于调制是靠平移微环的谐振波长实现的，上述语句就翻译成 调制产生的谐振波长移动足够大 。为此，我们要么做一个高效率 MRM ，在低电压幅度驱动下就能实现足够大的波长移动；要么做一个电压摆幅高的驱动芯片，造成光波传输速度的改变非常大。

本文中 Intel 做的 MRM 显然比较牛，详见他们 2018 年 OFC 的论文 [1] ，其结果是仅需要差分 2.4Vpp 的驱动电压，就可产生 >5dB 消光比，还能有 50GHz 的调制带宽。这和文章作者 2015 年 ISSCC 文章中的 MRM 相比，所需幅度降低近一半，带宽反而提升近一倍。本文则关注于电路技术，旨在实现大摆幅的驱动电压。具体来说，就是要用单管耐压 0.9V 的 28nm CMOS 电路，实现高速 3Vpp 的输出摆幅。

（2）线性度

首先， MRM 存在静态非线性 ，如下图即便 driver 输出理想线性 PAM4 波形，电光转换后也将产生明显的非线性 “ 大小眼 ” ；

其次，耗尽型 MRM 存在动态非线性 ，驱动电压大范围变化导致其等效电容受调制，造成驱动信号在逻辑高和低处带宽不相等。仔细观察下图，带宽不足的程度还与码型相关：短 “0” 的带宽不足最明显，因此均衡时需要针对码型提供不同的均衡强度。本文的主要贡献在于此处，即提出了非线性预失真（ NL-PD ）和非线性 FFE （ NL-FFE ）相结合的均衡方法，抵消上述两种非线性。

（3）波长稳定性

MRM 到目前为止最大的技术难题是其波长的稳定和调节。前文我们提到，为提高输出光信号消光比、支持 DWDM ， MRM 的滤波特性陷波 Notch 必须非常窄， Q 值高达上千。在此情况下，工艺偏差、温度变化都将造成显著的谐振波长漂移，必须搭建光电闭环的调节系统再出现 PVT 偏差时将波长稳定在确定数值。本文的主要贡献也在于，提出改进型的波长自动稳定技术，监控并实时调节 MRM 波长。

3、电路和系统亮点

本文内容较多，全部平叙一遍可能导致读者丢掉重点；因此，我们仅对应上面提到的三项参数，向大家分别解读亮点工作，而剩余细节电路则留给感兴趣者深入研读。

（1）高速大摆幅输出级

为实现足够大的消光比，我们需要在高速下提供 3Vpp 的输出摆幅。如下图，本文 Driver 由 30 个结构相同和尺寸不同的单元并联实现：每个单元内，差分信号到达输出级之前分成工作在 0~VDD 和 VDD~2*VDD 的两条并行之路：前者在输出逻辑高时，负责将负载电容上拉到 2*VDD （ 2.2V ）；后者则负责在逻辑低时，将负载电容泄放至 0 。 这相当于把 2.2V 电压摆幅均摊到两个串联的 PMOS （或 NMOS ），实现了 2 倍于单电压域的电压摆幅。 与此同时，类似于 SST 型电压 driver ，每个 driver 单元的输出阻抗由晶体管导通电阻、额外串联的电阻 R _L 构成，用来吸收封装后信道不连续导致的反射。文中作者声称额外的 R _T 用来提升线性度，笔者猜测 driver 输出阻抗随 PAM4 调制变化较大，因此额外并联固定数值 R _T 可缓解其波动，其代价可能是充放电速度和输出摆幅的降低。 SST driver 的阻抗控制这里不再展开，感兴趣的朋友借鉴一下相关 SERDES 论文。

考虑到 driver 与硅光 MRM 的对接， 首先，调制器 PN 结（也就是差分两端）之间需要一个反向偏置 ，因此 driver 和 MRM 通过电容耦合，阴极和阳极分别通过电阻外加偏压； 其次， MRM 的容性负载导致 driver 输出带宽不足 ，本论文通过 series-peaking 电感的方式，将核心电路和负载大电容隔离，获得 32GHz 左右的带宽提升。

（2）非线性驱动与均衡

这部分比较复杂，我们看 最终目标： 为抵消 MRM 两种非线性， driver 需要将理想 PAM4 波形（蓝色），预失真成特定形状（红色），以获得线性度改善后的光眼图（绿色）。 从上向下观察目标眼图形状，其眼高依次变化（预失真比例系数 αn ），均衡的强度也各不相同（预失真比例系数 βn ）； PAM4 每个眼皮处都呈现四种不同预加重强度，并取决于前一 UI 的数据码型。这里笔者认为红色曲线的绘制，在均衡强度逻辑上稍有点错乱，有待读者根据自己理解进行判断。

为达到上述效果，作者把 driver 主要电路做成结构相同、尺寸各不相同的 30 个 slice ，其中 21 个一倍尺寸（ 1x ）单元给线性双抽头（ 2-tap ） PAM4 调制，（ 4*1x+1*0.5x ）单元给非线性预失真，（ 1*1x+2*0.5x+1*0.25x ）给非线性均衡。这里要注意的是，每个 slice 中是 28Gb/s NRZ 的 CMOS 信号，只有在最终相加节点才产生 56GBaud/sPAM4 信号；每个 slice 中都有独立的查找表（ LUT ）、串化器（ 2 ： 1 ）和 SSTdriver 。

为了在对应不同数据电平（ A/B/C/D ）的情况下，打开对应数目的 driver cell 单元，本文将上述 30 个 slice 按照温度计码方式进行排列组合。这里有点绕，我们先看非线性预失真的编码方法：线性情况下显然为等间隔为 8 的四个幅值（ 24/16/8/0 ）；而为了抵消非线性 “ 大小眼 ” ，上述码型预失真为（ 24/13/5/0 ）。具体电路实现中，则使用 PAM4 的 2-bit 输入信号（ MSB/LSB ），直接选中四个电平所对应的温度计编码（ 24/13/5/0 ）进行输出。每位数据的 LUT 具体电路如下图所示，其核心思路是最小化对输出节点充放电时间，减少关键路径上串联的晶体管个数，因为 DUT 都运行在 28Gb/s 。

上述思路同样可使用在 FFE 中，比如在 NRZ 调制时可根据数据流的相邻 2 个 UI 数据 d1 、 d0 ，去选择当前码型转换时 main-tap 和 post-tap 分别打开的 slice 的数量，实现与码型相关的均衡。扩展到 PAM4 调制情况，则应当产生（ 1*1x+2*0.5x+1*0.25x ）四种 slice 的打开与否的控制信号，这在下图中分别对应了 x4 、 x2 和 x1 的四个 LUT 。具体的编码对应关系我们不再细讲，但需要注意的是，这里的求和 DAC 指的是最终 driver 输出节点，而并不是在 DUT 的输出就进行了求和处理，因为在输出级之前信号通路上传输的仍是 NRZ 格式。

（3）波长自动调节

MRM 的谐振波长对温度变化非常敏感，文中提到约为 10GHz/K ；考虑到谐振时 Q 值非常高，闭环实时调节是稳定工作所必须的。常用的波长调节方法是从 MRM 波导总线分出 5-10% 的光功率，反馈到一个集成在调制器上的监控探测器（ monitoring PD ）；该功率转换成电流作为监控对象。波长调节则试图使此平均光功率达到最大值，以实现输入信号波长对准到调制器自谐振波长。微环的波长控制常采用加热波导的方式，即在环形波导附近放置电阻并施加电流，利用 DAC 调节此电流而控制实时加热功率，将 MRM 谐振波长稳定在期望值附近。 上述过程中，几个关键参数需要考虑： 调节精度、调节范围、硬件代价、能耗效率和反馈调节的可信度。

传统的波长闭环监控，采用低带宽的光电转换和放大器件，仅观测平均光功率的绝对值进行调节。它的问题在于观测值的变化可能来自入射光功率、信号码型、 MRM 滤波等多个因素，据此调节的结果可信度可能较低。本文对此进行改进，同时将进入和通过 MRM 的平均光功率拾取出来，监测其相对数值变化，更大的差值意味着更多的功率 trap 在微环中，即谐振波长更接近输入信号波长。另外，观测量转化成两路径输入 I-V 增益的比 R1/R2 ，避免了与绝对数值（片上很难实现）相比，提高了反馈调节的置信度。这里笔者有个小疑问，两次 MPD 的光功率拾取，必然造成更大的光功率分流，这就对整个 TX 光路损耗提出更高的要求，不知道本文实际的链路开销如何。

另外，为了同时实现大调节范围和精细调节步长，我们需要较大的反馈系统线性动态范围，本文是通过两部动作实现：首先，使用 sigma-delta 调制器的方式实现 12-bit 的电流 DAC ；其次，将光功率通过 MOS 管平方率特性向电流量纲做线性映射。两者结合实现 50mW 功率范围， 14uW 的调节步长。

4、测试结果讨论

首先，我们来看看本文实现的完整光电集成发射机系统。得益于 Intel 强大的集成能力，本文的电芯片 EIC 倒扣在一个大的硅光芯片 PIC 上，并通过 Cupper Pillar 进行电气连接；同时 III-V 族激光器通过混合异质集成的方式，生长在同一个硅光芯片上；上述作为承载体的硅光芯片在通过平面金线的方式，集成到一个 PCB 基板上。这种集成方案的优势是：

（ 1 ）高速信号仅通过 cupper pillar 出现在 EIC 和 PIC 两芯片间，电源和低速信号通过 PIC 连接至 PCB ，在 112Gb/s 速率信号完整性好；

（ 2 ）激光器直接出光至片上波导，与外置激光器方案相比节省了输入光纤耦合的次数，有望提高整体光链路的信号插入损耗裕量。上述两芯片构成一个（目测）仅有数平方毫米的小型化共封装光电引擎，适用于本文开头提到的板载光模块。

文中两种均衡的效果在上图中得到验证，通过 NL-PD 有效改善了 “ 大小眼 ” 问题；与之相比在 -0.7V 下 NL-FFE 的均衡效果似乎没那么明显，这主要是因为反向偏置太低， MRM 器件结电容导致带宽不足，而提高 FFE 强度带来逻辑低时 overshoot 比较明显。

为了得到更好看一些的眼图，作者提高了反向偏置，并且优化了均衡和波长调节；笔者这里认为提高偏置的影响可能是主要的，估计也相应降低了 FFE 强度。这样一来眼图质量得到明显提升。关于 TDECQ 是什么意思呢？笔者在这里仅简单的介绍一下，想象我们的 TX 芯片发射 PAM4 光信号，与此同时还有一个理想的 TX 也发射相同的 PAM4 信号，假如用相同的光电接收机去处理并实现相同的 BER 目标，显然我们的芯片需要该接收机 “ 费更大的劲 ” ，这转换成 dB 量纲就是上述的 TDECQ ；而实际情况下，测试仪器是通过叠加不断增大的噪声来寻找上述数值的。显然 TDECQ 越小，说明我们的 TX 越接近于一个理想的 golden TX ，性能也就越好。

最后，我们来看看波长调节带来的效果：实测在 28°C 到 55°C 下都能保证 TDECQ 不会恶化 0.5dB 以上，这是一个很有效且直观的数据支撑；而开环情况下， 40°C 左右基本信号质量就差到不可用了。波长自动调节是微环谐振型光电收发机，走出实验室实现未来量产化，最重要的技术。当然，波长稳定目前还有许多未解决的问题，例如大芯片中的热串扰、调节范围、响应速度、 DWDM 多波长情况下的调节逻辑等，这些也都是读者可以深入探索的潜在方向。

4、总结

面对数据中心，尤其是 Switch 等应用中对于高密度、低功耗、高带宽光模块的需求，光电接口仍是整个链路的性能瓶颈；微环 MRM 收发机的光器件尺寸小、驱动能耗低，恰能解决上述问题。 MRM 光器件本身呈电容性负载，便于深亚微米 CMOS 工艺下与数字电路的集成，是最有可能实现光电单片集成的方案之一。然而长期以来，国内惯性思维认为该方案波长稳定问题难以跨越，距离实用化遥遥无期，也不愿投入过多精力开展研究；而已开展的研究多集中于单独微环光器件的优化，与电路集成方面涉猎较少。

笔者在这里认为，在当前技术发展的趋势看，我们应跳出传统光电分家的视角来看待此问题。硅光子技术最大的特点是与 CMOS 电路的兼容，我们应充分放大此优势，借助大规模 CMOS 电路强大的处理能力解决上述问题。以近期关注度较高的创业公司 Ayar Labs 为例，通过单片光电集成，数据传输的能耗效率已降低到标杆性的 1pJ/bit 以下，而单片总带宽也达到 1.2T 水平，实现了上述技术的初步产业化。笔者相信微米级的硅基光电集成，为后摩尔时代集成电路的发展，探索出一条崭新的、前景可期的道路。最后，如果大家问我 Ayar Labs 做的究竟怎么样？我借用“昊总”先前私下的交流： “非常牛”。

感谢大家阅读本期对于 ISSCC2012-1 论文的解读，接下来我们会继续和大家分享更多的光电集成方向的优秀论文。祝大家早日发上ISSCC。

*免责声明：本文由作者原创。文章内容系作者个人观点，半导体行业观察转载仅为了传达一种不同的观点，不代表半导体行业观察对该观点赞同或支持，如果有任何异议，欢迎联系半导体行业观察。

今天是《半导体行业观察》为您分享的第2238期内容，欢迎关注。

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